高端HPLC使用的光电倍增管电源，是HPLC系统的设计者和使用者需要特别重视的问题，它直接影响仪器整机的稳定性。

科学家研究表明，光电倍增管的总放大系数为

K(或G)＝0.9×(η×δ)ⁿ      (3-5)

式中：δ=Aue^-uu；u为每级所加的电压；η、A和u均为常数，并且u=1/um。

设η×δ=m,则

K＝0.9×mⁿ           (3-6)

若对(3-6)式两边取对数，则

1ogK=log0.9＋n×logm          (3-7)

再对(3-7)式两边微分，则

dK/K＝n×dm/m          (3-8)

对m=η×δ两边取对数，则

logm＝logη+logδ          (3-9)

对(3-9)式微分，因为η为常数，则

dm/m＝dδ/δ             (3-10)

再对δ=Aue^-uu两边取对数，则

logδ=logA+logu-uu        (3-11)

对(3-11)式两边微分，因为A为常数，则

dδ/δ=0+(du/u)-udu；即dδ/δ=(du/u)-udu            (3-12)

因为dm/m=dδ/δ，所以

dm/m=(du/u)-udu         (3-13)

将u=1/um代入(3-13)式，则

dm/m=du/u-du/um；在一般使用情况下，u«um，所以

dm/m＝du/u           (3-14)

将(3-14)式代入(3-8)式，则：dK/K= n×du/u。即光电倍增管的放大系数K的相对变化量dK/K，是其电源电压的相对变化量du/u的n倍。所以，一般来讲，光电倍增管的倍增级数、越大，电源电压变化对放大系数的影响越大。对CsSb打拿极来讲，dK/K=0.7n×du/u；一般取n前面的系数为0.7～1.0。因此，从理论上讲，对一个10级倍增的光电倍增管，若电源电压变化1％，则放大系数变化7％～10％；若倍增级为14级，则电源电压变化1％，则放大系数变化9.8%～14％。

作者曾对光电倍增管电源做过很多研究，发现如果光电倍增管的直流工作电压波动1％，则光电倍增管的放大倍数波动10％～12％。原子吸收分光光度计在常规使用中，一般在光电倍增管上加250～600V的高压，这时光电倍增管的放大倍数约为20万～50万倍。如果20万～50万倍的放大倍数以10％的幅度波动，这种原子吸收分光光度计的稳定性就很差，根本不能满足使用要求。

作者的实践表明：设计光学类分析仪器时，如果采用光电倍增管做光电转换器件，则要加倍注意对其高压电源的挑选，特别要注意几点。

(1)在用直流法测量阳极输出电流，并对暗电流和噪声无特殊要求(即信号足够大、暗电流较小)时，应选用负高压电源，这样阳极输出不需要隔直电容，同时比较安全；如果用交流法测量阳极输出电流，或对暗电流和噪声有苛刻要求(即信号很小、暗电流较大)时，则应选用正高压电源，但此时要注意安全。

(2)光电倍增管的电源稳定性，一般不应低于5×10^-4，最好优于1×10^-4(指电压调整率△V₀/V₀优于1×10^-4；△V₀为交流电压从198～242V时，输出直流电压的波动值，认为直流输出电压)，否则，不宜用作精密测量。例如：作者曾用稳定度为10^-3的高压电源，作为R₄₅₆的供电电源，在600V时，被测量的微弱光信号约为5×10^-9 lm，结果，整机噪声为0.15mV；后来作者自己研制了一台优于5×10^-5的高压电源代替10^-3的高压电源，R₄₅₆的输出大大改善，整机噪声只有0.075mV。

作者研制的光电倍增管高压电源的主要性能技术指标如下：

工作电压：V₀=-200～2000V(连续可调)

工作电流：I₀=0～4.6mA

漂移：S_D=2×10^-5

电压调整率：S_V＝±9.5×10^-6

电流调整率：S_I=±1.1×10^-6

纹波电压：0.120mV

纹波电压的测试方法：作者对自己研制的光电倍增管高压电源的纹波电压的测试方法进行了认真的研究。采用如下方法测试了输出高压为-200～-2000V的电源的纹波。即选用一只3kV的胆电容作为隔直电容，采用交流真空毫伏表作为测试工具，直接在高压电源的输出端测试纹波电压，得到0.120mV的实际测量值；同时，又采用示波器代替交流真空毫伏表作为测试工具，直接在高压电源的输出端测试纹波电压，得到的纹波是0.122mV，二者非常一致。

该电源的主要技术指标与国内外同类产品的比较如表3-5所示。

表3-5 作者研制的光电倍增管性能技术指标与国内外同类产品的比较表

作者研制的HPLC系统中光电倍增管电源的电路图如图3-20所示。

图3-20 作者研制的光电倍增管高压电源

图中u,k,M分别指uF,kΩ,MΩ

该电路的工作原理：经倍压整流而得未稳压的高压经过三个控制晶体管DF104和整流过载保护电路后，至输出端。输出电压经分压器分压后，取一部分加在偏差运算放大器的正相端，它与在负相端上的基准参考电压比较，其电压差经过偏差放大器放大后，去控制反向自动增益控制器电路。振荡器的高频输出经过L₁送给反向自动增益控制器电路。因为反向自动增益控制器电路是用偏差检测放大器来控制的，所以在输出线圈L₂处产生的高频输出正比于偏差信号。接收电路中的L₁、L₂和L₃所感应的电流用三个二极管剪波，经电容滤波后，加在相应的晶体管DF104的b极与e极(发射极)之间。若初始电压设定后，输出电压增加，则偏差检测放大器的偏差电压就减小。此时，三个DF104的b-e极间电压都减小，使其c-e极间等效电阻增加，引起输出电压减小，而返回到原来设定的电压值。反之亦然。

当输出电流过载时，电流过载电路吸取来自偏差放大器的电流，使L₂高频输出减小。

该电源的特点是突破了传统的设计思想，采用高频载波来传递偏差信号，达到了很高的稳定度，能满足所有光电倍增管高压供电的使用要求，对所有的光电倍增管使用者都有参考价值。

作者的经验表明，该电路制作需要注意的地方如下。

(1)只要考毕茨振荡器正常工作，其频率在8MHz左右，也可以达到偏差信号的目的。因此，不必过多地在振荡器的10MHz频率上多花费时间。

(2)从理论上讲，该电路还可以做成更高输出的高压稳压电源，但是只有两个途径可走：一是增加调整管，二是提高现有调整管的耐压性能。作者的实践证明：若再增加调整管，则有关元件太多，会相互产生干扰，不能达到稳定的高压输出的目的。若不增加调整管，则对调整管的要求太高，很难实现稳压目的。因此，作者认为该电路不能再简单地提高输出电压。

(3)电路中的线圈制作并无特殊要求，但必须要求感应线圈接收到的信号被检波后，能保证DF104正常工作。